过程分析
张雅静;郑琼林;李艳
【摘 要】近年来随着氮化镓器件制造工艺的迅速发展,氮化镓高电子迁移率晶体管(GaNHEMT)已经开始应用在电力电子领域.GaN HEMT以其低寄生参数、无反向恢复损耗、高开通速度等特点,可降低开关管的开关损耗.本文以600V GaN HEMT为研究对象,研究其共源共栅(Cascode)结构引起的开关动态过程及其寄生参数的影响.建立了600V GaN HEMT等效模型并详细推导了其在单相逆变器中开关管正向导通、正向关断、反向续流导通和反向续流关断四种情况的动态过程.GaN HEMT的等效电路考虑了对开关过程及开关损耗有重要影响的寄生电感和寄生电容.理论、仿真及实验证明了Cascode GaN HEMT器件中寄生电感Lint1、Lint3和Ls直接影响开关管的动态过程进而影响开关管的开关损耗. 【期刊名称】《电工技术学报》 【年(卷),期】2016(031)012 【总页数】9页(P126-134)
【关键词】宽禁带半导体器件;氮化镓高电子迁移率晶体管;动态过程 【作 者】张雅静;郑琼林;李艳
【作者单位】北京化工大学信息科学与技术学院 北京 100029;北京交通大学电气工程学院 北京 100044;北京交通大学电气工程学院 北京 100044 【正文语种】中 文
【中图分类】TM46
以碳化硅（SiC）和氮化镓（GaN）为代表的宽禁带半导体器件被誉为第三代半导体器件。由于SiC和GaN为代表的宽禁带半导体材料具有宽带隙、高饱和漂移速度、高临界击穿电场等突出优点，使得宽禁带半导体器具有开关速度较快、导通电阻小、品质因数低、损耗小等优势[1-3]。
氮化镓高电子迁移率晶体管（Gallium Nitride High Electron Mobility Transistor，GaN HEMT）可分为增强型和耗尽型两种。目前单体增强型GaN HEMT器件的额定电压最大能达到250V。对于单体增强型GaN HEMT，当其驱动电压达到阈值电压VTH=1.5V时，器件就会导通，器件完全导通的栅极电压为4.5～5.5V，由于其最大栅源电压VGS=6V，因此增强型GaN器件对驱动设计要求较高[4-7]。
单体耗尽型GaN HEMT的驱动电压范围为-30～2V，器件完全导通栅极电压为-5V，驱动电压范围较宽。然而，由于耗尽型GaN HEMT为常通型器件，使用时需要负压关断，有直通短路的潜在危险[8,9]。
高压GaN HEMT可以通过两种途径制备，既可以通过单体GaN HEMT，也可以通过共源共栅Cascode结构形成。目前市场上高压GaN HEMT采用Cascode结构制造。由于Cascode结构GaN HEMT导通和开关损耗极低，且具备比Si MOSFET更低的反向恢复（Qrr）特性，因而能显著改善电源系统开关效率。目前国内外在单体GaN
HEMT器件应用研究中取得了一系列成果[10-12]，而Cascode结构GaN HEMT的研究及应用几乎还是空白。Cascode结构GaN HEMT器件的工作过程分析及其应用是目前需要进一步研究的重要领域。
寄生电感是开关管的重要参数，对开关管的动态特性有重要影响。共源电感
（Common Source Inductor, CSI）定义为主功率和驱动回路共用的电感。目前，
封装寄生参数的研究主要集中在具有单一开关器件的Si MOSFET。近期SiC和GaN宽禁带器件寄生参数的研究主要集中在SiC及低压增强型GaN器件。这两种宽禁带器件都是单一的开关结构，其结论类似Si
MOSFET，影响器件的开关损耗最关键的寄生参数是CSI[13-15]。Cascode GaN HEMT的动态过程分析同样需要引入其寄生参数进行详细分析。
本文给出了高压GaN HEMT的器件组成结构及其在逆变器中的动态过程分析。高压GaN HEMT 的寄生参数对开光管的开关过程的影响进行了理论仿真和实验分析。Cascode GaN HEMT的共源寄生参数Lint1、Lint3和LS是最为重要的寄生参数，直接影响开关管的动态过程进而影响开关管的开关损耗。最后，基于600V GaN HEMT的500W单相逆变器的仿真及实验结果证明了理论分析的正确性。 由于耗尽型GaN HEMT为常通型器件，为了方便器件应用通常采用Cascode结构将低压MOSFET与耗尽型GaN HEMT串联使用以驱动高电压的GaN HEMT，如图1所示。因GaN
HEMT的栅极与Si MOSFET的源极相连，所以Si MOSFET的漏源电压等于负的GaN HEMT的栅源电压，从而提供必要的负偏压以实现Cascode GaN器件的关断。
Transform公司TO—220封装TPH 3006高压级联GaN HEMT的结构如图2a所示。由于GaN与低压Si MOSFET的级联封装，GaN HEMT的等效原理图需要引入键合感及引线电感，如图2b所示。
当GaN HEMT工作在开关状态时，其内部驱动回路及功率回路如图3所示。从图中可以看出，对于Si MOSFET，Lint3和LS被Si
MOSFET驱动回路和主功率回路共用，因此Lint3和LS为Si
MOSFET的CSI，GaN HEMT的CSI为Lint3和Lint1。Lint3既是GaN HEMT的CSI也是Si
MOSFET的CSI，因此Lint3是最关键的寄生电感。Lint1是高压GaN HEMT的CSI，影响开关管主要损耗，为第二关键的寄生电感。LS为第三关键的寄生电感。 单相全桥逆变电路，如图4所示，由开关管S1、S2、S3和S4组成。四个开关管组成两个半桥，桥臂中点分别经过滤波电感Lf与电网连接，CDC为直流母线支撑电容。
单相全桥逆变电路采用单极性倍频调制方式。单极性倍频调制由两个相位相反的正弦波调制后得到的信号分别控制。其包含两个基准波uS1和uS2，且有uS1=-uS2，uS1与载波uc交截产生ug1、ug2信号；uS2与载波uc交截产生ug3、ug4信号，如图5所示。
单相逆变器工作过程中可分为开关管正向导通、正向关断、反向续流导通和反向续流关断四种情况并对其进行分析。由于Cascode GaN HEMT中对器件开关特性影响最大的为CSI，因此以下分析过程中寄生电感仅分析Lint1、Lint3和LS。 以S1开通过程为例进行分析。S1开通前，S2、S4处于续流状态。S1开通的过程可分为以下六个阶段。文中仅给出关键过程等效电路及等效方程，其余过程按照整体解释，仿真模型按照分析细节进行，文中下同。
阶段Ⅰ：CGS1_Si充电过程。当S1驱动vG作用在开关管上时，CGS_Si被充电，此时S1处于断路状态。S2与S4续流，S2为反向续流导通。直至vGS1_Si达到阈值电压VTH_Si时该阶段结束。
阶段Ⅱ：vDS1_Si下降过程。当vGS1_Si=VTH_Si后，S1的Si MOSFET开始导通，CGD_Si、CDS_Si开始放电，由于CGS_GaN与CDS_Si并联，因此CGS_GaN放电，该过程直至VGS_GaN=VTH_GaN结束。Si MOSFET处于饱和区。等效电路如图6a所示。该阶段S1中的GaN HEMT处于关断状态，主电路依然由S2、S4续流。该过程等效方程为
阶段Ⅲ：GaN HEMT电流上升过程。当vGS_GaN= VTH_GaN时，S1中GaN
HEMT开始导通，GaN HEMT电容CDS_GaN和CGD_GaN放电，vDS_GaN电压下降。此时，S2依然处于续流状态vDS_S2=0。VDC与输出电压Vo的电压差施加在输出滤波电感L上，电感电流上升，S1与S2开始换流。
由于驱动电阻RG非常小，vGS_Si迅速上升，vDS_Si=0，Si MOSFET工作在饱和区，可以认为Si MOSFET与GaN HEMT是解耦的。其等效电路如图6b所示。Lint1为GaN HEMT的CSI，影响GaN HEMT的开关过程。该过程等效方程为
阶段Ⅳ：S2中的Si MOSFET反向恢复过程。当换流过程结束后，S2 中的Si MOSFET体二极管开始反向恢复过程。等效方程和等效电路与阶段Ⅲ相同。 阶段Ⅴ：S2中的Si MOSFET结电容充电，S2中GaN HEMT关断过程。当S2中的Si MOSFET反向恢复过程结束后，S2中的Si MOSFET开始阻断，vDS_S1电压开始下降，vDS_S2电压开始上升，直至vDS_S2=VTH_GaN时，S2中的GaN HEMT关断。
阶段Ⅵ：S2电压上升过程。当vDS_S2=VTH_GaN时，S2的GaN HEMT沟道关断。S2等效电容充电，S2漏源电压vDS_S2上升，直至S1电压vDS_S1=0结束。 以S4关断过程为例进行分析。当S4关断前，S1、S4处于正向导通状态。S4关断过程可分为以下过程。
阶段Ⅰ：CGS4_Si放电过程。当S4的驱动电平由vG降低到零时，S4中Si MOSFET的CGS4_Si开始放电。该阶段直至S4中Si MOSFET进入饱和区结束。 阶段Ⅱ：Si
MOSFET vDS4_Si电压上升过程。随着CGS4_Si放电，Si MOSFET进入饱和状态，沟道饱和电流小于IL，剩余电流给CDS4_Si充电，vDS4_Si电压上升。由于电容CDS4_Si与CGS4_GaN并联，因此GaN HEMT的vGS4_GaN电压随着vDS4_Si变化。等效电路如图7a所示，其关键方程为
该过程直至S4中GaN HEMT进入饱和状态结束。 阶段Ⅲ：S4
中的GaN HEMT电流下降。随着S4 中GaN HEMT门极驱动电压vGS4_GaN的降低，GaN HEMT沟道饱和电流小于IL，多余电流给CDS4_GaN充电，vDS4_GaN电压升高。与此同时，S3的电压vDS_S3降低。实际中，S4中Si MOSFET的驱动电压vGS4_Si在上一过程结束时已经小于VTH_Si。 Si MOSFET此时等效为一个非线性电容CDS_Si与CGS_GaN并联。S4中 Si MOSFET的驱动回路与GaN HEMT回路是相互的，vGS4_Si继续下降直至零为止。S4电流iLD继续为CDS_Si、CGD_Si充电，CGS_GaN放电。其等效电路如图7b所示。该过程直至S4中GaN HEMT沟道完全关断，关键方程为 阶段Ⅳ：S4电压上升，S3电压下降。当S4中GaN HEMT的驱动电压vGS4_GaN值小于其阈值电压VTH_GaN时，S4完全关断。此后，iLD_S4将给S4结电容充电，S4的漏源电压vDS_S4电压上升。
与此同时，S3的漏源电压vDS_S3电压下降。该过程直至S3的漏源电压值等于VTH_GaN时结束。
阶段Ⅴ：S3中 GaN HEMT开通。当S3的漏源电压值等于VTH_GaN时，S3中GaN HEMT开关管导通。此时，S4的剩余电流继续为S4的结电容充电，S3的漏源电压继续下降。该过程持续到S3的电压为零，S3中Si MOSFET的体二极管正向偏置，二极管导通为止。此后，电感电流IL全部流过S3。关键方程与阶段Ⅳ相同。
以S3为例进行分析。S3反向续流导通前，S1处于导通状态，S3处于二极管续流状态。S3反向导通过程分析如下：
阶段Ⅰ：CGS3_Si充电过程。该过程与GaN HEMT正向导通阶段Ⅰ相同，此时S3处于续流状态。
阶段Ⅱ：S3中Si MOSFET沟道导通。由于S3处于续流状态，vDS_S3电压为负，一旦vGS3_Si=VTH_Si则Si MOSFET完全导通。因Si MOSFET沟道导通电阻较小，Si MOSFET沟道导通压降小于VF。因此，iLD_S3由S3中Si MOSFET的体二极管换流到Si MOSFET的沟道，此过程时间很短。
以S3续流关断过程为例，当S3关断之前，S1、S3处于导通状态。S3关断过程分析如下：
阶段Ⅰ：CGS3_Si放电过程。该过程与GaN HEMT正向关断阶段Ⅰ相同。 阶段Ⅱ：Si
MOSFET vDS_Si电压上升过程。随着CGS3_Si放电，Si MOSFET进入饱和状态，沟道饱和电流小于IL，剩余电流给CDS3_Si充电，因此vDS3_Si电压上升。由于此时iLD_S3的方向为续流方向，如图8所示。GaN
HEMT的驱动电压vGS3_GaN为正值，GaN HEMT依然处于导通状态。该过程等效电路如图8a所示，其关键方程为
这个过程直至S3 MOSFET的沟道压降等于二极管正向导通压降VF时结束。 阶段Ⅲ：S3
中Si MOSFETT体二极管导通过程。当Si MOSFET的沟道压降等于二极管正向导通压降VF时，S3中Si MOSFET体二极管导通，换流过程开始。CGS3_Si继续放电直至Si MOSFET沟道完全关断，此时IL全部流经Si MOSFET体二极管。其等效电路如图8b所示。该过程的关键方程为 逆变器开关过程波形如图9所示。
使用LTSpice仿真软件利用TPH3006 GaN HEMT仿真模型对单相逆变器电路进行仿真。仿真条件为Vin=380V，fs=20kHz，Vo=220V，Po=500W。 仿真结果给出了寄生参数LS=0.65nH和LS=2nH时的GaN HEMT的漏源电压波形，如图10所示。
从仿真结果可以看出，随着寄生参数LS的增大，开关管GaN HEMT的电压尖峰增大，严重影响开关管的开关过程。
图11中给出了基于高压GaN HEMT TPH3006的单相逆变器实验波形。与仿真结果一致，随着寄生参数的增大，开关管的漏源电压尖峰随之增大，影响逆变器的工作过程，如图11a和图11b所示。逆变器满载情况的实验波形如图11c所示。从图中可以看出开关管电压波形受寄生参数的影响较大，存在较大的电压尖峰。因此，基于GaN HEMT的动态过程分析是必要的。
本文分别将Cascode GaN HEMT TPH3006和Si MOSFET IPB60R190C6（600V/190mW/20.2A）应用于单相逆变器中进行对比实验验证。逆变器输入电压VDC=380V，开关频率fs=20kHz，并网电压VAC=220V，输出功率Po=500W。图12给出了TPH3006和Si MOSFET IPB60R190C6单相逆变器温升及效率的对比实验结果。采用TPH3006的单相逆变器在500W满载效率为98.29%。在室温为30℃的测试条件下，其满载工作温度为46.7℃。与TPH3006相比，采用Si MOSFET IPB60R190C效率最高为95.91%，其满载工作温度较高达到81℃。实验证明采用Cascode GaN HEMT TPH3006的单相逆变器具有明显的效率优势。
图13给出了TPH3006单相逆变器采用单极性倍频不同开关频率（20kHz、50kHz、100kHz）下的效率曲线。随着开关频率的提高开关损耗增大，逆变器的整体效率下降。
本文针对高压Cascode GaN HEMT的器件结构给出了考虑寄生参数的电路模型，在此基础上给出了Cascode GaN HEMT不同工作模态下的动态过程分析及其工作模态出现的条件。从分析可以看出，Cascode GaN HEMT器件中寄生电感Lint3、Lint3和LS是最为重要的寄生参数，直接影响开关管的动态过程进而影响开关管的开关损耗。寄生参数的影响通过理论分析、仿真及实验及理论分析给出了
验证。Cascode GaN HEMT具有耐高压、开关速度快及开关损耗低、低反向恢复特性等优点，可将其应用于单相逆变器。本文将TPH3006 Cascode GaN HEMT应用于单相全桥逆变器，仿真和实验证明了随着寄生参数LS的增大，开关管GaN HEMT的电压尖峰增大，严重影响开关管的开关过程。因此，在电路设计过程中应尽量降低LS并控制在1nH以内。 [1] Lidow A, Strydom J, Rooij M de, et
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高校基本科研业务费专项资金资助项目（ZY1505）。 E-mail:*******************（通信作者）
郑琼林 男，19年生，博士，教授，研究方向为电力电子与电力传动。 E-mail:***************.cn
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