发展中的传导发射测量方法

北京电子学会可靠性与质量管理委员会、北京电子电器协会电磁兼容分会

2009年论文集

发展中的传导发射测量方法－介绍一种双电流探头测试法

北京理工大学 区健昌

摘要: 简要介绍目前标中采用的传导发射测量方法及其历史的演变过程。为了适应科技发展的需要,分离传导发射中的共模和差模分量成为当前传导发射测量中的热点问题。本文在简要介绍各种共差模分离方案的基础上,着重介绍一种有发展前途的双电流探头测试法。 关键词: 传导发射测量; 共模和差模分量; 双电流探头测试法。

1.传导干扰测试规范的演变和目前存在的问题

对于待测设备(EUT)所产生的EMI(电磁干扰)噪声，国际上通常采用检测其反馈至电源的EMI电流或电压值来评定该设备是否符合规范要求。这个检测就是传导干扰测试。或称电源线传导发射测量。电源线传导发射测量方法在国际上经历了漫长的历史演变过程。但也可以简单地归纳为,由电流卡钳改变为LISN测量EMI电压的历史演变过程。见图1(a)(b) 。

(a)电流卡钳法 (b) LISN测量法

图1 以前和目前的传导干扰规范测试方法

众所周知，供给待测设备的电网电源是随时不断调整的，换句话说， 电网的供电电压及其电网阻抗都随时不断变化。要提高EMI测量精度,惟有 提高测试环境。所以,从电流卡钳改用LISN测量EMI电压的原因，就是要提高EMI的测量精度。

电源阻抗稳定网络(LISN)的发明，解决了电网电源和待测设备之间的隔离问题、不仅如此,还在测试的频域内创造了一个50Ω稳定阻抗的测试环境,而这个50Ω阻抗正是测试仪器的阻抗。换句话说，创造了一个匹配的测试环境，当然也就大大提高EMI的测量精度。但1

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既便如此，也只能测试待测设备的EMI总量。

随着科技日新月异的发展，对电磁兼容（EMC）的要求不断提高，如何在LISN的基础上，分别测量共模和差模分量的问题已经成为电磁兼容性设计中的技术要求特别是对于EMI滤波器的设计,因此,成为当前国际上的热点问题。

2. 共模和差模分量分离网络的研发历史

关于这方面的论文逐年递增，但可简单地归纳为二种方法:分离网络法和双电流探头法。 (1)分离网络法

分离网络法是国外过去20年来的研究重点，因此有各种各样的分离网络法，分离网络法的理论依据和计算方法可用图2分别表示:

图2分离网络法的理论依据和计算方法

可见,将LISN的“上”输出端干扰电流和“下”输出端干扰电流相加,便可获得共模干扰电流；如将LISN的“上”输出端干扰电流和“下”输出端干扰电流相减,便可获得2倍的差模干扰电流。

具有代表性的分离网络法有: 1)(美)Paul1988年提出的分离网络

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该分离网络是靠图右的机械开关转换来选择共模或差模的输出模式,实际上,会造成分离网络的不平衡性,在高频时这种不平衡性,会逐步失去共模或差模的识别功能。

2)(新加坡)See1999年提出的分离网络

取消了转换机械开关,采用两个相连的宽带射频变压器、其副方绕组有中心抽头，图中所示,该中心抽头的输出端输给EMI接收机。

3)(法)Mardiguaian1999年提出的分离网络

网络简单地采用一个宽带射频变压器完成共模和差模的分离。见图5

4)(美)Guo1996年提出的功率变换器方案

3

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(a)2倍共模 (b) 2倍差模

图6 Guo分离网络

它与以上各方案不同之处是,不采用射频变压器处理共模或差模分量,而是采用00和1800功率变换器来处理共模或差模分量, 00变换器将A、B两路噪声并联即进行相加获得2倍的共模分量；1800功率变换器将A、B两路噪声并联即进行相减获得2倍的差模分量。但00和1800功率变换器的价格昂贵。

所谓功率变换器和差模测试时,采用的00－1800分相器是同样原理的,见图7。

图7 国际规范的差模插入损耗测量方法

它和以上采用的射频变压器所构成的分离网络一样,不是受到在高频运用时的分布参数影响而频域受到外;就是由于制造工艺的复杂、困难,而价格昂贵,难以推广应用。特别是目前要求测试的频域越来越宽(越高)的情况下。所以,目前市场上,成熟的分离网络产品尚鲜为人知。以上各种方法,也缺少有关测试精度和可应用的频域介绍。 (2)双电流探头法

双电流探头法是2004年(新加坡)Kye Yak See,Junhong Deng作为测量待测设备的输入阻抗提出来的，但电流双探头法在测试待测设备的输入阻抗的同时,也解决了共模和差模电压的分别测量问题。

1)测量原理:

由注入探头、接收探头和耦合电容器构成的测量Zx高频电路，如图8所示。

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图8双电流探头测试原理

设Zx为bb端待测阻抗、C为耦合电容器，RC和LC为耦合电容器C的等效串联电阻(ESR)和串联电感(ESL)。

通过注入探头将信号源的连续波信号耦合到测试电路,并通过接收探头将耦合电路待测电流IW的幅值传输给频谱分析仪,若将信号源输出电平调整到合适的电平,从注入探头耦入的每一频率信号都能被接收探头传输给频谱分析仪,并被检测到。

信号源注入探头的局部等效电路可用图9(a) 、(b)表示:

'

(a)注入探头等效电路 (b)双探头等效电路

图9注入探头和双探头的等效电路

设ZS为信号源内阻、VS为信号源输出电压、IP为信号源电流、LP、LW和M分别为注入探头原、副方的自感和互感。设IW为副方耦合电流。

则: VS(ZSjLP)IPjMIw (1)

VwjMIPjLwIw (2)

从(1)(2)式抵消IP得: VwVM1ZM1Iw (3) 式中: VM1jMVS/(ZSjLP)

2 ZM1jLw(M)/(ZSjLP)

式(3)提示,在aa端的注入探头电路可用等效电压源VM1及其源阻抗ZM1替代,如图9(b)所示,图中: VM1(ZM1ZM2ZCZX)Iw 令: ZinZM1ZM2ZC 5

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则: VM1(ZinZX)Iw (4) 其中:Zin代表测试装置的固有阻抗。

式(4)提示,在bb端ZX的等效电路可用等效电压源VM1及其源阻抗Zin替代,

因此: ZX'VM1Zin (5) IwVP2 ZT2而Iw可用接收探头测得为: Iw式中:VP2为接收探头测得的电压、ZT2为接收探头校正后的转移(传输)阻抗。

进一步将式(5)变换为: ZX(jMVSZT2)Zin

ZSjLPVP2令: K(jMZT2/ZSjLP) 则式(5)变换为: ZXKVSZin (6) VP2如: VS保持不变,则KVS在所给频率范围内可视为常数。

哪获得ZX的问题就转变为Zin、KVS值的确定和ZX与Zin之间的数量级关系上。 为确定Zin值,可将图9(b)输出端短路,即ZX0。

为确定KVS值,可令ZXRStd,而RStdZin,所以ZXZin 式中:RStd为已知精密电阻。

则： KVSRStdVP2ZXRStd (7)

ZXRStdZinKVSVP2ZX0RStdVP2VP2 (8)

ZX0或: VP2ZX0KVS (9) ZinKVS (10)

RStdZinVP2ZXRStd6

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在保持VS不变和KVS是常数条件下,若VP2件。

2)测试装置及其校验:

ZX0VP2ZXRStd，就符合RStdZin条

具体开关电源无滤波器的共差模噪声阻抗测试实验装置,如图10(a)、(b)所示。

(a)共模测量装置 (b)差模测量装置

图10 双电流探头法的测量装置原理图

两个1μF电容器分别将火线和中线连接到地并与注入和接收探头一齐构成RF耦合电路。为确保RF耦合电路Zin的可重复性，两个1μF电容器和两个探头的连接端口都要固定安装在PCB版上，从PCB板连接到测试设备的线缆应尽可能地短,以减小由于导线不同位置所造成的寄生效应。

装置的注入和接收探头,选用泰克公司的CT-1和CT-2,约有700MHz带宽足够测试所需带宽,装置中的RF共模隔离电感为16mH、RF差模隔离电感为2×350μH,额定工作电流分别为2A和3A。

为获得测试装置的KVS系数,将精密电阻器RStd=600±1%Ω,引入耦合电路并由接收探头测得VP2测得VP2ZXRStd。根据(7)式计算获得KVS系数。之后RStd被短路电路替代,再由接收探头

ZX0,根据(8)式计算获得Zin。最后Zin推导出,可模拟为,Ω电阻、240μH电感器和

串联的μF电容器。同时也验证了RStdZin的条件成立。

3) 检验测试装置的测试精度

为了检验测试装置的测试精度,将测试装置测试5kΩ和5Ω的精度和HP4191A阻抗分析仪的测试结果相比较,比较结果分别见图11(a) 、(b)。由于HP4191A的最低测试频率为1MHz,所以仅比较1MHz～30MHz频段。由图11(a) 、(b)看到,对比结果相当接近,如以HP4191A结果为参考,哪测试装置,测试5kΩ的最大测试误差为4%、测试5Ω的最大测试误差为7%。

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(a)5KΩ:虚线HP4191A、实线双探头 (b)5Ω:虚线HP4191A、实线双探头

图11 比较两种测试5KΩ和5Ω随频率变化的结果

4)共差模噪声源阻抗的测试和校正:

为避免测试噪声源阻抗时,受到Zin的影响,在LISN与SMPS之间,分别插入16mH共模扼流圈和两个350μH差模扼流圈,进行共模和差模的隔离。

设RF耦合电路实际测试的阻抗是ZT,而ZL和ZX是并联的,若ZLZX,则ZTZX。 这里:ZL是所选扼流圈所提供的RF隔离阻抗、ZX是实际要测的噪声源阻抗。

现在选择一台22W、230V、0.5A开关电源做为测试样机。CD和DM扼流圈分别选择2A和3A的原因,是不希望扼流圈的磁芯,在开关电源正常工作时发生饱和。

测试前,首先要在不连接SMPS的条件下,测试AC电网和耦合电路的ZL,然后再将SMPS接回测试AC电网和耦合电路。

对于CM测试装置,图12(a)给出,在频率10kHz～30MHz测试的ZL、ZT和Zin曲线。在10kHz～40kHz段ZTZL,意味ZXZL,也说明CM扼流圈没有饱和并提供很好的RF隔离。由于Zin比ZT小的多,所以ZTZX。在8MHz左右观察到有一个串联谐振,这时ZX的容抗等于Zin的感抗。基于ZT在40kHz～8MHz之间的趋势,相当明显ZX是个950pF电容器。

对于DM测试装置,图12(b)给出,在频率10kHz～30MHz的DM测试结果。对所有频率范围

ZTZL,可见DM扼流圈在此频率范围提供很好的RF隔离。由于Zin与ZT阻抗可比拟,Zin

的影响不能忽略,DM噪声源阻抗必须由ZXZTZin确定。基于ZT随频率的幅值变化趋势,能模拟为串联的Ω电阻器、320nH电感器和μF电容器。由于Zin能模拟为串联的Ω电阻器、240μH电感器和μF电容器。所以可从ZXZTZin获得ZX, ZX分别为Ω和80μH串联的电阻器和电感器。 8

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(a)共模噪声源阻抗测试曲线 (b)差模噪声源阻抗测试曲线 粗实线—Zin、细实线—ZT、虚线—ZL 粗实线—Zin、虚线—ZT、点划线—ZL

图12共差模噪声源阻抗随频率变化的测试曲线

4.共模、差模噪声的分离网络

在测试SPMS噪声源阻抗的过程中,接收探头测得的VP2电压随频率的变化值,实际上就是我们所期望获得的共模和差模分量。因此双电流探头测量装置既是开关电源共、差模噪声源阻抗测试装置同时也是开关电源共、差模噪声的分离网络。

这理要特别提出的是,待测设备的输入阻抗是设计EMI电源滤波器的重要参数之一。如果设计EMI电源滤波器时不考虑被接设备的输入阻抗,就有可能发生谐振后果,这时滤波器不但不会抑制电磁干扰,反而将电磁干扰放大;换句话说, EMI电源滤波器和被接设备的输入阻抗之间,存在一个数量级的关系,即EMI电源滤波器的输出阻抗曲线要始终远低于被接测设备的输入阻抗曲线;否则EMI电源滤波器的输出阻抗将会影响被接设备的稳定性。

双电流探头测试法的最大优点是,理论依据比较完善,测量装置中的RF耦合电路具有校正功能,耦合电路的阻抗能被测试和计算(当然是依靠测试装置的系统软件完成),在消除耦合电路引入的误差后,测试精度可达到7%左右。有关文献的测试结果表明,双电流探头法实际测试的频率范围为10kHz～30MHz,符合最低的规范要求。如继续要提高测试频率的范围,就需要不断减小测试装置的RF耦合电路的寄生参数。这在目前的技术条件下是有可能实现的。

参考文献

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